您现在的位置是:首页 > 电源

一种新颖的完全断续箝位电流模式功率因数校正电路

2020-08-12 09:07:14

一种新颖的完全断续箝位电流模式功率因数校正电路

摘要:提供了一种新颖的宽输入范围、完全DCM、箝位电流工作模式的Boost功率因数校正电路控制方法。该控制方法不存在Boost电路中二极管的反向恢复,从而提高了整个电路的效率,同时,该方案获得了低的总谐波畸变(THD)和较高的功率因数(PF)。该方案适合于中低功率场合的应用。给出了具体的理论分析和一个100W的电路实验数据。

关键词:电流箝位升压;功率因数校正;完全断续电流模式

 

0    引言

    在以往的有源功率因数校正电路拓扑中,一个带乘法器的控制芯片不可避免。为了降低成本,一种电流箝位(Clamped Current Boost,CCB)的控制方法可以简化电路。在这种电路中,每半个周期中开关电流峰值被箝位至一个参考值。输入电流的波形跟随输入电压,这样就可以得到理想的THD。由于它不需要乘法器来提供一个电流参考值,而可以利用任何一种峰值电流控制的芯片(如UC3843)来完成这个功能,从而大大降低了成本,简化了电路。

    但是,以往提出的箝位电流模式电路,在低输入电压时工作在断续电流DCM,在高输入电压时工作在连续电流模式CCM。而CCM的工作方式存在两个缺点:一是电路中的续流二极管的反向恢复,这降低了电路的效率;二是电路中的电感值比较大,这给提高电路的功率密度带来了困难。

    本文提出了一种在通用的整个输入电压范围内工作在DCM的CCB PFC电路。该电路消除了二极管的反向恢复问题,从而提高了电路的工作效率;同时,由于工作在电流断续模式,电感量减小,这样就可以减小电感的体积,提高功率密度。

    本文给出了该电路拓扑的数学分析并且给出了一个100W的电路实验结果。

1    理论分析

    电路原理图如图1所示。在进行分析之前,假设以下条件成立:

    ——所有的元器件都是理想的;

    ——变换器工作在稳态时,开关频率远大于交流母线的频率,从而可以认为在一个开关周期内,输入电压是恒定的;

    ——输入电压是理想的正弦波vac=Vmsin(ωLt),其中ωL为交流母线的频率;

    ——参考电压在一段时间内是一个恒定值Vref

    ——输出电压是恒定的。

图1    CCB PFC电路

    为了便于分析,使得计算的结果与具体的电路参数无关,我们采用标幺值,即令

    Vb=Vo

    Ib=Vo/Rt(Rt=2L/TsTs为开关周期);

    则输入的电压峰值为:

    Vm=Vm/Vb(1)

    与传统的CCB PFC电路不同,在整个母线电压输入周期内,该电路工作在电流断续模式。在每半个周期内,有两种电流断续工作模式。如图1所示,在开关周期开始阶段,Boost电路中的开关管处于开通的状态,电感中的电流iL从零开始增加。在采样电压(RiiL)达到参考电压(Vref)和斜率补偿电压(VR)的和,或者达到最大占空比时,开关管关断,电感电流线性减小(如图2)。这两种工作模式分别定义为DCM2和DCM1

(a)    DCM1(D=Dmax)

(b)    DCM2(D<Dmax)

图2    两种电流断续工作模式

    对一个周期内电感电流求平均值,可以得到两种DCM工作模式下的电流归一化后的表达式分别为:

    iL,avDCM1=(2)

    iL,avDCM2=(3)

式中:Kr为电流模式斜率补偿深度系数。

    DCM1和DCM2的边界条件为:

    D==Dmax(4)

式中:斜率补偿Mc=IR/(DmaxTs),IR为斜率补偿电流。

因此,可以得出DCM1和DCM2两种工作模式的边界点为:

        ωLt=arcsin

式中:为斜率补偿电流峰值。

    由前所述,可以得到每半个周期的平均电流归一化暂态值:

    iLav(ωLt)=(5)

    由上面的分析可以得到每半个工频周期,在不同输入电压下,输入电流的的波形如图3所示。

图3    输入电流波形与输入电压的关系图

    Boost电感值必须保证在整个周期内,电路工作在DCM模式。

    在最小输入电压下的电流峰值为:

    Iinp=Po/(ηVin,rms,min)(6)

式中:Po为输出功率;

            η为最低效率;

      Vin,rms,min为最低的输入电压幅值。

所以,电感值由式(7)决定。

    (Vinpmin/L)DlminTs>=2Iinp(7)

式中:Vinpmin为最小输入电压峰值;

    Dlmin为在最小输入电压时的最小占空比,即

    Dlmin=(VoVinpmin)/Vo(8)

输出电容必须满足式(9)。

    Co>=Po/(2πflineVoΔVo)(9)

    标幺化的功率因数可以由式(10)获得。

    PF=Pin/(VinrmsIinrms)(10)

式中:

    Pin=Vm|sin(ωLt)|iLav(ωLt)dωLt(11)

    =(12)

    Vinrms=Vm/(13)

那么,

    Ii,k=(iLavDCM1sin(Lt)dωLtiLavDCM1sin(Lt)dωLt

    +iLavDCM1sin(Lt)dωLt(14)

    THD=k=3,5,...(2N+1)(15)

2    实验结果

    设定以下工作条件:

    Vm=127~311V;fline=50Hz;Vo=380V;

    Po=100W;η=0.92;fs=77kHz;Dmax=0.95。

    参数设定为:

    L=370μH;Kr=0.22;C=68μF,选用68μF/400V铝电解电容。

    电路图如图4所示。

图4    实验电路图

    获得的电路波形如图5所示,由图5可以看出,实验结果符合理论分析。

(a)    Vin=90V

(b)    Vin=120V

(c)    Vin=220V

(d)    Vin=265V

图5    实验电路波形图

 

    表1为实验获得的PFTHDVin,rms关系。由表1可以看出,该电路符合IEC-3-2的标准。

表1    PF,THD与输入电压关系表

Vin/V 90 120 220 265
PF 0.997 0.994 0.961 0.911
THD/% 5.6 12.1 17.2 32

    该电路在满负载(Vo=380V,Io=0.263A)下的效率测试如图6所示。

图6    满负载、不同电压下的电路效率

 

3    结语

    本文对一种在通用的整个输入电压范围内实现DCM CCB PFC的电路拓扑,进行了详细的理论分析,实验结果证明了该电路可以满足IEC1000-3-2标准。同时,由于它消除了二极管的反向恢复,采用电流断续模式,提高了电路的工作效率和功率密度。这对于中小功率的应用有很大的吸引力。