一种有源箝位Flyback软开关电路设计

摘要：介绍了一种有源箝位Flyback变换器ZVS实现方法，并对其软开关参数重新设计。该方案不但能实现主辅开关管的ZVS，限制输出整流二极管关断时的di/dt，减小整流二极管的开关损耗，同时也有效地降低了开关管的电压应力。

关键词：零电压开关；电流反向；有源箝位

0引言

    Flyback变换器由于其电路简单，在小功率场合被普遍采用。但是，由于变压器漏感的存在，引起开关管上过高的电压应力。普通的RCD嵌位Flyback变换器其漏感能量消耗在嵌位电阻R上，开关管上电压应力的大小取决于消耗在嵌位电阻上能量的大小。消耗在嵌位电阻上的能量越多，开关管的电压应力就越低，但也影响了整个变换器的效率，因此，普通的RCD嵌位Flyback变换器总存在着开关管电压应力与整个变换器效率之间的矛盾。

    轻小化是目前电源产品追求的目标。而提高开关频率可以减小电感、电容等元件的体积。但是，开关频率提高的瓶颈是开关器件的开关损耗，于是软开关技术就应运而生。一般，要实现比较理想的软开关效果，都需要有一个或一个以上的辅助开关为主开关创造软开关的条件，同时希望辅助开关本身也能实现软开关。

    本文介绍的一种有源嵌位Flyback软开关电路，不但能实现ZVS，而且也解决了前述的普通RCD嵌位Flyback变换器中存在的问题。

1    工作原理

    电路如图1所示，其两个开关S₁及S₂互补导通，中间有一定的死区以防止共态导通。变压器激磁电感L_m设计得较大，使电路工作在电流连续模式（CCM），如图2的i_Lm波形所示。而电感L_r设计得较小（L_r<<L_m），使流过L_r的电流在一个周期内可以反向，如图2的i_Lr波形所示。考虑到开关的结电容以及死区时间，一个周期可以分为8个阶段，各个阶段的等效电路如图3所示。其工作原理如下。

图1    有源箝位Flyback变换器

图2    主要工作波形

（a）Stage1[t₀，t₁]    （b）Stage2[t₁，t₂]    （c）Stage3[t₂，t₃]

（d）Stage4[t₃，t₄]    （e）Stage5[t₄，t₅]    （f）Stage6[t₅，t₆]

（g）Stage7[t₆，t₇]    （h）Stage8[t₇，t₈]

图3    各阶段等效电路

    1）阶段1〔t₀，t₁〕    该阶段S₁导通，L_m与L_r串联承受输入电压，流过L_m及L_r的电流线性上升。

    V₂=V_in（1）

由于L_r<<L_m，所以式（1）可简化为

    V₂≈V_in(2)

    2）阶段2〔t₁，t₂〕    t₁时刻S₁关断，L_m及L_r上的电流给S₁的输出结电容C_r1充电，同时使S₂的输出结电容C_r2放电。t₂时刻S₂的漏源电压下降到零，该阶段结束。

    3）阶段3〔t₂，t₃〕    当S₂的漏源电压下降到零之后，S₂的寄生二极管就导通，将S₂的漏源电压箝位在零电压状态。L_r和L_m串联与嵌位电容C_clamp谐振，C_clamp上电压v_c缓慢上升，v₂上电压也缓慢上升。

    v₂=v_c（3）

    4）阶段4〔t₃，t₄〕    t₃时刻S₂的门极变为高电平，S₂零电压开通。流过寄生二极管的电流流经S₂。此时间段依然维持L_r和L_m串联与嵌位电容C_clamp谐振，v₂缓慢上升。

    5）阶段5〔t₄，t₅〕    t₄时刻v₂上升到一定的电压使副边二极管D导通，v₂被嵌位在－NV_o。L_r与C_clamp谐振。在保证t₅时刻L_r电流反向的情况下，其谐振周期应该满足

    （4）

式中：t_off为主开关管S₁一个周期内的关断时间。

    t₅时刻S₂关断，该阶段结束。

    6）阶段6〔t₅，t₆〕    t₅时刻L_r上的电流方向为负，此电流一部分使S₁的输出结电容C_r1放电，另一部分对S₂的输出结电容C_r2充电。t₆时刻S₁的漏源电压下降到零，该阶段结束。

    7）阶段7〔t₆，t₇〕    当S₁的漏源电压下降到零之后，S₁的寄生二极管就导通，将S₁的漏源电压箝在零电压状态，也就为S₁的零电压导通创造了条件。此时，L_r上的承受电压v₁为

    v₁=V_in＋NV_o（5）

    L_r上电流快速上升。流过副边整流二极管D电流i_D则快速下降。

    =－N（6）

    考虑到L_r<<L_m，式（6）可简化为

    =－N（7）

    8）阶段8〔t₇，t₈〕    t₇时刻S₁的门极变为高电平，S₁零电压开通，流过寄生二极管的电流流经S₁。t₈时刻副边整流二极管D电流下降到零，D自然关断，电路开始进入下一个周期。

    可以看到，在这种方案下，两个开关S₁和S₂实现了零电压开通，二极管D自然关断。

2    软开关的参数设计

    假定电路工作在CCM状态。由于S₂的软开关实现是L_r与L_m联合对C_r1及C_r2充放电，而S₁的软开关实现是单独的L_r对C_r1及C_r2充放电。因此，S₂的软开关实现比较容易，而S₁的软开关实现相对来说要难得多。所以，在参数设计中，关键是要考虑S₁的软开关条件。

    电流连续模式有源嵌位Flyback变换器ZVS设计步骤如下所述。

2.1    变压器激磁电感L_m的设定

    由于L_r的存在，变换器的有效占空比D_eff（根据激磁电感L_m的充放电时间定义，见图2）要小于S₁的占空比D，但是由于t₅～t₈时刻i_Lr的上升速度非常的快，所以可近似地认为D_eff=D。这样，根据Flyback电路工作在CCM条件，则

    L_m>=?（8）

式中：η为变换器效率；

      f_s为开关频率；

      P_o^CCM为变换器的输出功率。

    在实际设计中，为了保证电路在轻载时也能工作在电流连续模式，L_m一般取为

    L_m=（9）

2.2    电感L_r的设定

    为了实现S₁的ZVS，t₅时刻储存在L_r内的能量足以令S₁的输出结电容C_r1放电到零，同时使S₂的输出结电容C_r2充电到最大。即

    L_ri_Lrmin²>=C_r1v_ds1²＋C_r2v_ds2²（10）

则有

    L_r>=?（11）

式中：v_ds=v_ds1=v_ds2≈V_in＋NV_o；

      C_r=C_r1＋C_r2。

根据式（4）取定合适的谐振周期可以令

    i_Lrmin≈i_Lrmax=i_Lrmmax≈＋（12）

代入式（11）得

    L_r>=?（13）

2.3    电容C_clamp的设定

    根据式（4）有

    π<<(1－D)T（14）

化解得    

    <<C_clamp（15）

在满足式（15）的前提下，取定合适的C_clamp令i_Lrmax=i_Lrmin。

2.4    死区时间的确定

    为了实现S₁的ZVS，必须保证在t₆到t₇时间内，S₁开始导通。否则L_r上电流反向，重新对C_r1充电，这样S₁的ZVS条件就会丢失。因此，S₂关断后、S₁开通前的死区时间设定对S₁的ZVS实现至关重要。合适的死区时间为电感L_r与S₁及S₂的输出结电容谐振周期的1/4，即

    t_dead1=（16）

    严格地讲，开关管输出结电容是所受电压的函数，为方便起见，在此假设C_r1与C_r2恒定。

2.5    有效占空比D_eff的计算

    有效占空比D_eff比开关管S₁的占空比D略小。

    D_eff=D－ΔD（17）

    ΔDT≈2（18）

    ΔD≈（19）

代入式（17）得

    D_eff=D－（20）

2.6    开关管电压应力计算

    ≈V_in＋NV_o＋（21）

式（21）中第三项相对来说较小，故开关管的电压应力接近于V_in＋NV_o。

3    实验结果

    为了验证上述ZVS的实现方法，设计了一个实验电路，其规格及主要参数如下：

    输入电压V_in    48V；

    输出电压V_o    12V；

    输出电流I_o    0～5A；

    工作频率f    100kHz；

    主开关S₁及S₂    IRF640；

    变压器激磁电感L_m    144μH；

    变压器原副边匝数比n=N    8/3；

    电感L_r    10μH；

    电容C_clamp    2μF。

    图4给出的是负载电流I_o=2A时的实验波形。从图4（e）及图4（f）可以看到，S₁和S₂都实现了ZVS。图5给出了两种Flyback电路的效率曲线，可以看到，有源嵌位Flyback软开关电路有效地提升了变换器的效率。

(a)    流过开关管S₁电流    (b)    流过开关管S₁电流

(c)    流过开关管L_r电流    (d)    流过副边二极管D电流

(e)    开关管S₁软开关波形

(f)    开关管S₂软开关波形

图4    实验波形（I_o=2A）

图5    效率曲线

4    结语

    有源嵌位Flyback软开关电路在实现主开关及辅助开关ZVS的同时，也实现了输出整流二极管的自然关断，因此，有效地减少了开关损耗，提高了变换器效率。另外，它也大大地降低了开关管的电压应力，这从实验波形中可以看得比较清楚。