通过输出阻抗的有源组合降低匹配损耗
匹配需求
在传输线驱动应用中，电路输出阻抗非常重要。传输线阻抗由导体和绝缘体的物理尺寸决定，必须在发送端和接收端同时达到匹配，才能把信号反射降到最小。当驱动电路和接收端特征阻抗不完全匹配时，并不能将所有信号能量传送给负载。部分能量被反射回来，使传送给负载的信号出现失真(有时甚至完全抵消)。RF工程师在同轴电缆上需要精确的50Ω匹配，视频传输工程师在所采用的电缆上需要精确的75Ω匹配，而广播设备工程师在音频电路上需要精确的600Ω匹配。其他的标准匹配值有110Ω、120Ω和500Ω。匹配要求并不仅限于模拟信号。数字信号同样依靠精确的线路匹配才能实现无误码高速传输。
无源阻抗匹配
匹配的常用方法是使用具有较低输出阻抗的缓冲放大器，增加一个满足要求的串联电阻。当前置缓冲放大器在整个带宽内具有低输出阻抗时，该方法比较简单。简单添加电阻的方法存在的一个重要缺陷是：在缓冲输出与匹配负载之间有6dB的信号损失，从而导致较严重的信号余量损失，特别是在单电源供电系统。
图1所示的闭环缓冲放大器中，在反馈环路外部加入了串联电阻，以设置放大器的等效输出阻抗。
图1. 简单无源匹配
注意，在图1中，负载电流IFORWARD由VO/RLOAD决定。
当VIN等于零时，合成输出阻抗ROUT由VO/IREVERSE决定。
这里，默认运算放大器的闭环输出阻抗在很宽频带内保持非常低的阻值，可以忽略。因此，由所选电阻设置输出阻抗。图1中，串联电阻RΘ设置IC1的输出等效阻抗。RΘ = RLOAD = ROUT实现正确的后向匹配。运算放大器开环输出阻抗表示为ROOL。
电压增益由下式给出：
误差项由下式给出：
输出阻抗由下式给出：
误差项由下式给出：
给出了运算放大器有限开环增益(AOP-AMP)导致的误差。
假设理想运算放大器的开环增益为无穷大。
假设理想运算放大器的开环增益为无穷大。
图1的优点：
- 简捷，选择RΘ满足所需的匹配值。
- 适当的短路保护。
- R1-R2和RΘ之间没有一阶串扰。
- 支持反相和同相放大。
- 当RΘ = RLOAD (后向匹配)时，放大器输出引脚(V'O)和负载驱动点(VO)之间至少有6dB损耗。最大输出峰峰值电压摆幅总是小于电源总电压的一半。
- 要求运算放大器增益带宽加倍。
- 运算放大器开环输出阻抗影响高频结果。
输出阻抗有源组合
值得庆幸的是可以找到一种方法设置输出阻抗，降低增益损失。谨慎利用电压差分放大器的正反馈，提高阻值较小的输出电流检测电阻，使其达到所需的最终值。
图2. 单路运算放大器有源匹配
注意，图2中，负载电流IFORWARD由VO/RLOAD决定。
当VIN等于零时，组合输出阻抗ROUT由VO/IREVERSE决定。
图2所示的单路运算放大器同时具有正反馈和负反馈环路，由它们设置增益和输出阻抗。RΘ与负载串联，用于采样负载电流。R3和R4正反馈用于放大RΘ的等效值。为保持电路稳定，必须以负反馈为主，这限制了增益。
包含运算放大器开环输出阻抗，在环路增益开始衰减的高频端，使ROOL能够接近RΘ。
图2所示电压增益由下式给出：
误差项由下式给出：
图2输出阻抗由下式给出：
给出运算放大器有限开环增益导致的误差。
注意，图2电路输入与输出信号反相。
假设理想运算放大器开环增益为无穷大，输出阻抗为：
一般而言，[RΘ / [R3 + R4]]项 << [1 + R2 / R1][1 + R4 / R3]-1，因此，可以忽略。
假设理想运算放大器开环增益为无穷大，电压增益为：
将输出阻抗重新带入增益公式：
通常，在反相匹配应用中，RLOAD = ROUT。因此：
图2的优点：
- 大大降低了放大器输出端(V'O)与负载驱动点(VO)之间的损耗。如果RΘ = 0.1RLOAD，损耗只有0.83dB。换句话说，与无源匹配的情况相比，大大提高了给定电源供电时的峰峰值输出电压摆幅。
- 主输出具有适当的短路保护。
- 使用方便。
- 正反馈和负反馈并存，为保持稳定，需始终保持以负反馈为主。
- R1-R4之间存在串扰，只适合固定增益和匹配的情况。
- 只适用于反相放大架构。
- 与完全负反馈架构相比，正反馈会增大失真。
输出阻抗测量
有几种简单的方法来测量电路的等效输出匹配的阻抗模。待测电路输出阻抗的测量如图3所示，待测电路输入接地。
图3. 输出阻抗测量
图3a中最简单的方法是针对特定频率设置RSET，使|E2|等于½|E1|。RSET等效值等于待测电路的ZOUT，在测试频率下，ZOUT表现为纯电阻才会出现这种情况。任何电抗分量都会在所谓的“6dB”方法中引入较大误差。
更精确的方法是调整RSET，使|E2|小于|E1| 20dB，由此：
|ROUT| = RSET / 9
特别是，RSET可以固定为待测标称电阻的10倍，E1和E2之比得出“ZOUT”值。
如果比值为40dB：
|ROUT|由RSET/99确定。
使用40dB比值时需要非常谨慎，原因是源电压可能会大于待测电路的击穿电压，这取决于是否采用了低电压运算放大器。
第二种方法是使用合适的网络分析仪。
第三种方法为有源阻抗提升技术，直接测量检流电阻RΘ上的电压和相位。从电压差可以得出组合输出阻抗为：
请参考图2。
根据图2，考虑R3和R4与输出并联的影响。
来自测试源的输入驱动电压是VO (在图2中)，运算放大器输出的反射电压是VO' (图2中)。可以使用矢量电压表提取出振幅和相位差。由Cosq进一步修改VO'/VO比。该方法最大的缺点是在出现相对较大的信号电平时，需要确定RΘ上较小的电压差。
设计
如果要求在特定输出阻抗下保证放大器与最终输出之间损耗最小，可以选择图2所示电路。RLOAD和ROUT都是已知量。选择RΘ尽可能小，以确保整个电路稳定。RΘ应该“提升”多大? 比较合理的上限值是x10 (即，RΘ = 0.1 RLOAD)。这将产生0.83dB的匹配损耗。应对每一情况进行详细分析，但是，某些变量，例如开环输出电阻，很难和数据资料规范保持一致。电阻提升的越多，正反馈就越大，相位余量减小，增大了闭环失真。最终选择的“提升”值将是匹配损耗和其他闭环参数的最佳折衷，应选择具有单位增益稳定性的运算放大器。
确保负反馈环路时间常数控制整个环路，这意味着理想情况下，正反馈环路应在负反馈环路之前开始衰减。请参考图2，负反馈环路的一阶时间常数(TC)是：
正反馈环路的时间常数为：
CCOM = 运算放大器同相和反相端输入的共模电容，设：TC(-) < TC(+)。
假设运算放大器输入电容大于反馈环路电阻的杂散电容。在宽频带应用中，最好将R1-R4分成两个阻值相等的电阻，有效减小杂散电容。
如果实际电路没有自激，可能存在带内响应尖峰。可以采用小信号(50mV至100mV)正弦波扫描电路，对此进行检查，确定并画出闭环频率响应(带负载)，调整反馈时间常数纠正任何带内尖峰。
例1
600Ω单端音频电缆有源匹配。电源电压 = +5V
增益 = 1 (0dB)
ROUT = RLOAD = 600Ω
选择匹配损耗 = 1dB
之所以选择MAX4475运算放大器，是因为它具有极低失真，并具有优异的带宽和输出驱动能力以及单位增益稳定。
ROUT = RLOAD，增益 = 1。
出于测试目的，RLOAD = 600R，RΘ = 75R作为首选。RΘ = 0.125RLOAD。
R2 = 0.25R1
使R1 = 10k，那么R2 = 2.5k。使用R2 = 2.4k + 100R。那么：
假设RΘ，RLOAD = ROUT，如前所示。
这一比例提供了RΘ提升值。
R4 = 0.428R3
使R3 = 10k。那么，R4 = 4.28k。使用R4 = 4.3k。
图4. 例1 (为简单起见，没有标出电源去耦)
表1. 增益和频率[0dB = 137.5mVRMS]
表2. RSET = 6.2kΩ (图3) 0dB = 486mVRMS电压差
计算增益 = -0.18dB，数值如上所示。
计算输出阻抗 = 572Ω。这一数值由R3+R4 || ROUT减去计算值得到。
例2
50Ω单端有源匹配的宽带电缆驱动。电源电压 = +5V
增益 = 1 (0dB)
ROUT = RLOAD = 50Ω
选择匹配损耗 = 1dB
之所以选择MAX4265运算放大器，是因为它具有极低失真，并具有优异的带宽和输出驱动能力以及单位增益稳定。
对于1dB匹配损耗。
出于测试目的，RLOAD = 50R，RΘ = 6.8R作为首选。RΘ = 0.136RLOAD。
R2 = 0.272R1
使R1 = 1k。那么，R2 = 272R。使用R2 = 270R作为首选。那么：
当RΘ和RLOAD = ROUT时，如上所示。
这一比例提供了RΘ的提升值。
R4 = 0.472R3
使R3 = 1k。那么，R3 = 472R。使用R3 = 470R作为首选。
图5. 例2 (为简单起见，没有标出电源去耦)
表3. 增益和频率0dB = 70mVRMS
表4. RSET = 510R (图3) 0dB = 225mVRMS电压差
计算增益 = -0.63dB，数值如上所示，考虑了没有包含在R1中的额外50Ω源阻抗。
计算输出阻抗 = 45.5Ω。这一数值由R3 + R4 || ROUT减去计算值得到。
结论
在常用的电压模式差分运算放大器中谨慎利用正反馈，可以得到比负反馈更大的输出阻抗。适用于单电源供电放大器的设计，驱动级放大器必须驱动源阻抗负载。与标准的无源匹配相比，可以获得5dB的匹配“增益”。表达式有助于深入了解开环增益和输出阻抗对最终闭环性能的影响。本文提供了电路实例，演示了电路的易用性。