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高频串联逆变器谐振极电容缓冲电路的研究 摘要：探讨了一种适合MHz级高频逆变器的无损谐振极电容缓冲器。详细分析了逆变器的换流过程，研究了不同谐振极电容值对器件关断损耗和总体损耗的影响，给出了设计方法。仿真和实验波形证明了理论分析的正确性。 关键词：高频逆变器；电容缓冲电路；换流过程；无损
1 引言 随着快速开关器件(如功率MOSFET)的出现，使高频感应加热电源的实现成为可能。串联谐振逆变器是实现高频感应加热电源最常见的拓扑结构。然而,若使其工作在频率高于1MHz的情况下，为更好地限制di/dt和du/dt，减少器件的开关损耗，需对逆变器的缓冲电路提出更高的要求。 常规的缓冲器，如RCD缓冲电路，采用电阻来放电，随着开关频率的提高，消耗在缓冲器上的能量也随之增加，大大降低了整个逆变系统的效率。而在MOSFET漏源间直接并联一个无损缓冲电容可以有效地降低开关器件的关断损耗，将常规缓冲器中电阻消耗的能量反馈给负载或电源，更适合用于高频逆变器场合。文献[1][4]已在这方面进行了理论分析和推导。在此基础上，本文对在频率高达MHz级情况下含有谐振极电容缓冲器的串联谐振逆变器特性和参数设计作了进一步探讨，并进行了仿真和实验验证。 2 含有谐振极电容缓冲器的逆变器换流过程分析 图1为简化的含有谐振极电容缓冲器的串联谐振逆变器主拓扑电路。在四个桥臂上的开关器件MOSFET漏源两端分别并联了一个无损电容器，其中C1=C2=C3=C4=C。在感性负载条件下,开关频率f应略高于谐振频率fr，输出电流io的相位滞后于输出电压Uo。具体工作过程如图2所示。
图1 简化的含有谐振极电容缓冲器的串联逆变器主拓扑电路
(a) 换向前 (b) 换向中
(c)换向后 (d)负载电流改变方向后 图2 含有谐振极电容的串联谐振逆变器的换流过程 状态0 换向前，S1及S4导通，负载电流方向为io>0；此时电容C1及C4上的电压为零。C2及C3上的电压为Udc，如图4(a)所示。 状态1 S1及S4关断，开始换向，负载电流以io/2向C1及C4充电，通过C2及C3放电，如图4(b)所示。 状态2 在换向过程中，待C1及C4上的电压达到Udc，C2及C3上的电压下降为零，而负载电流仍未过零，则会通过内部反并联二极管D2及D3续流，如图4(c)所示。 状态3 负载电流io过零后，S2及S3导通，如图4(d)所示。 上述为上半个周期工作过程，下半个周期工作过程与上半个周期相似，在此从略。 3 谐振极电容缓冲器的设计方法 对含有谐振极电容的串联谐振逆变器，在工作过程中，如果缓冲电容尚未放电结束就触通同桥臂的MOSFET器件(非零压开通)，电容放电电流将直接流入开关管，不仅会造成巨大的开通损耗，而且开关管也易因过流而损坏。当fs>1MHz时，更增加了非零压开通的危险性。 设计中，关键是如何确定电容C和关断角β0的数值。一个较大的C值，会减少关断损耗，但同时会使通态损耗增加；β0越小，功率因数就越高，但过小的β0又将引起开关管的非零电压开通。所以，在选择C和β0时，需在保证零电压开通的前提下，取得尽可能小的关断损耗。以下分析中均假定负载的品质因数很高，且负载电流为正弦波。 串联谐振逆变器的输出电流io和开关管漏源极间电压uDS波形如图3所示。假定io在ω t=0时刻改变方向，io的幅值为Io，则io可表示为 io=Iosinωt （1）
图3 串联谐振逆变器输出电流和开关电压波形图 在t=－toff时刻，关断S1及S4；t=－ton时刻，反向二极管D2及D3开始导通。在(－toff<t<－ton)这段换向期间，C1及C4用负载电流io的1/2进行充电，如图2(b)。开关管S1及S4的开关电压uDS可表示为 uDS= 为保证零电压开通，uDS必须在t=0之前达到Udc。图3中，ωt=－ξ时，uDS上升到Udc。代入式（2）得 cosβ0=cosξ－ 式（3）中C，β0，ω，ξ均未知，确定它们的数值非常困难，以下我们先讨论如何选择C值。 在MOSFET可靠关断，uDS上升到Udc的瞬间，负载电流io恰巧下降到零(ω t=0)。设此时C=Cn，则近似有 Cn= 式中：ts为电流下降时间。 在零电压开通情况下，开通损耗接近为零，关断损耗总是存在的，开关管两端并联的谐振极电容实际上相当于一个关断缓冲网络。C越大，关断损耗就越小，同时也将导致低功率因数，增加无功功率。通常，在C=0.45Cn附近，总体损耗达到最小[2]。另外，在MHz级的高频情况下，器件的输出电容Coss已不容忽视。所以，可参考式（5）来选取C值。 C=0.45Cn－Coss （5） C值一旦确定，据式(3)即可通过选取恰当的ξ来确定β0。如果输出功率恒定，ξ值偏大会导致较大的负载电流，增加了无功功率，所以，ξ必须选得尽可能小，假定ξ=0。串联谐振逆变器中，开关频率ω应略大于负载谐振频率ωr，使其工作于感性状态下。又考虑到开关频率，负载电流等物理量在实际运行中都会随着负载温度的变化而改变，从而可能使逆变器偏离最佳工作点，β0的选取应留有一定的裕度。设计中可参考式（6）来确定β0 β0=cos－1 式中：K应根据实际线路中ω，Io，Udc的变化范围来确定，一般取略大于1。 根据上述所选择的C和β0值，下面讨论带有串联谐振负载的串联谐振逆变器中其它参数，如感性角φ，开关频率ω，触发脉冲的脉宽tpw的设计方法。 由图3不难推出直流电流Id的表达式为[1] Id= 输出功率 Po=UdcId= 视在功率 S= 负载功率因数 PF= 又因为负载功率因数 PF= 由式（10）和(11)，假定ξ=0可得 cosφ=1－ 由式（12）即可确定出合理的负载感性角φ。 又因为 tanφ=Q 式中：Q为品质因数。 由式（13）即可确定开关频率ω。不难得出在此工作频率下触发脉冲的最佳脉宽为 tpw= 式中：td(on)，tr，td(off)，tf为MOSFET的内部参数。 由式(14)可知，脉宽的选择不仅与β0及T有关，而且与器件本身的特性也有很大关系。 4 谐振极电容对器件关断损耗和总体损耗的影响 根据以上分析，当逆变器工作在最佳状态时，其开通损耗接近为零，也容易推出关断过程中损失的能量为 Eoff= 输出功率因数cosφ为 cosφ=1－ 由式(15)和(16)可以看出，C值越大，关断时损失的能量Eoff越小。但同时，输出功率因数cosφ也降低了，假定输出功率不变，将引起视在功率的增加，从而导致较大的通态损耗。 以下用Pspice软件进行仿真分析。开关器件是根据APT公司生产的功率MOSFET APT10025JVR建立的模型。其最大耐压1000V，电流34A，Coss=1360pF，td(on)=22ns，tr=20ns，td(off)=145ns，tf=16ns。所用直流电压源Udc=100V，输出电流的幅值Io=21A，谐振频率fr=1MHz，由式（5）和式（6）计算出谐振极缓冲电容和关断角的参考取值C=3980pF，β0=34.68°。推出相应的φ=24.33°，f=1.058MHz，tpw=175ns。 谐振极缓冲电容对减少MOSFET关断损耗的作用可以从工作波形看出，如图4所示。
(a) C=0
(b) C=3980pF 图4 串联谐振逆变器中MOSFET关断时刻的仿真波形 图中：1—开关电压2—开关电流3—关断功率损耗 以下取不同的缓冲电容值，对器件关断功耗和平均损耗的影响作了仿真分析。仿真结果如表1所列。 表1 不同缓冲电容值对器件关断损耗和平均损耗影响对比表
由表1可看出，当C=3980pF，β0=34.68°时，开关器件工作在零电压开通状态，总体损耗的大小也可以接受。如果电容值过小，关断损耗特别大；电容值过大，一方面它减少关断损耗的作用明显降低了，另一方面还会导致巨大的通态损耗。 5 实验结果 在实际高频大功率串联谐振电路中，测量功率器件MOSFET的开通和关断损耗是相当困难的。由于实际条件所限，实验中采用如图5所示的具有感性负载的单管测试电路。选用的功率MOSFET器件是IXYS公司生产的IXFX24N100。Coss=750pF，td(on)=35ns，tr=35ns，td(off)=75ns，tf=21ns。直流电压是经过三相整流输出的Udc=100V。开关频率f=1.005MHz。因为，该测试电路并未构成串联谐振逆变器，无需考虑到关断角β0的影响。实验波形如图6所示。
图5 简化的具有感性负载的单管测试电路
（a） C=0时，MOSFET的工作波形图
（b） C=0时，MOSFET关断时刻的工作波形图
（c） C=500PF时，MOSFET的工作波形图
（d） C=500PF时，MOSFET关断时刻的工作波形图 图6 测试电路中MOSFET的工作波形 （CH1为开关电流波形，CH2为示波器表笔衰减10后的开关电压波形) 6 结语 1）在频率高达MHz级的串联谐振逆变器中，开关器件漏源极两端并联一个适当大小的无损电容，可以减少关断损耗； 2）谐振电容值越大，关断损耗越小，但总体损耗增加，在选择C值时，应折衷考虑； 3）实际工作过程中，随着负载温度的提高，从而使逆变器偏离最佳工作点，参数的选取应留有一定的裕度，以保证缓冲电容放电完毕才开通同桥臂的MOSFET器件，实现零电压开通。 |
高频串联逆变器谐振极电容缓冲电路的研究
(cosωt－cosβ0) （2）
（3）
（4）
（6）
Iosinωtdωt=
(cosξ＋cosβ0)（7）
UdcIocosξ－
ωCUdc2（8）
（9）
≈
cosξ－
ωCUdc(10)
cosφ (11)
=
(12)
(13)
－〔td(on)＋tr＋td(off)＋tf〕(14)
(15)
(16)
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