改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器

摘要：介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相ZVS－PWM DC/DC变换器。在分析其开关过程的基础上，得出了实现全负载范围内零电压开关的条件，并将其应用于一台48V/6V的DC/DC变换器。

关键词：全桥DC/DC变换器；零电压开关；死区时间

0    引言

    移相控制的全桥PWM变换器是在中大功率DC/DC变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。

    移相控制的全桥PWM变换器存在一个主要缺点是，滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关，使得它不适合负载范围变化大的场合[1]。电路不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果：

    1）由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；

    2）开关管开通时存在很大的di/dt，将会造成大的EMI；

    3）由于副边二极管的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以，在实际应用中须在副边二极管上加入R－C吸收。

    针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感L_s，扩大变换器的零电压开关范围[2][3]。但是，采用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这将会导致：

    1）增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗；

    2）加重了副边电压占空比丢失，从而增加原边电流及副边二极管电压应力；

    3）饱和电感以很高的频率在正负饱和值之间切换，磁芯的损耗会很大，发热严重。

    改进型全桥移相ZVS-PWMDC/DC变换器是针对上述缺点所提出的一种电路拓扑[4][5][6]。它通过在电路中增加辅助支路，使开关管能在全部负载范围内达到零电压开关，它在小功率（<3kW）电路中具有明显的优越性。由于在移相控制的全桥PWM变换器中，超前臂ZVS的实现相对比较简单，所以本文将不分析超前臂的开关过程，而着重分析滞后臂在增加了辅助支路以后的开关过程及其实现ZVS的条件。

1    改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器

1.1    电路拓扑

    图1所示是一种改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器，与基本的全桥移相PWM变换器相比，它只在滞后臂增加了由电感Lrx及电容Crx两个元件组成的一个辅助支路。

图1    电路拓扑

    在由L_rx及C_rx组成的辅助谐振支路中，电容C_rx足够大，其上电压V_Crx应满足

    V_Crx≈V_in（1）

则电感L_rx上得到的是一个占空比为50％的正负半周对称的交流方波电压，其幅值为V_in/2。电感上的电流峰值I_Lrx(max)为

    I_Lrx(max)=（2）

式中：V_in为输入直流电压；

      T_s为开关周期。

    电路采用移相控制方式，它的主电路工作原理也和基本的全桥PWM变换器完全一样。而辅助支路的存在，可以保证滞后臂开关管在全部负载范围内的零电压开通和关断。

1.2    电路运行过程分析

    由于移相控制的全桥PWM电路在很多文献上已经有了详细的探讨，所以本文不具体地分析其工作过程，只讨论滞后臂开关管的开关过程及其达到零电压开关的条件。为了便于分析，假设：

    ——所有功率开关管及二极管均为理想器件；

    ——所有电感及电容均为理想元件；

    ——考虑功率开关管输出结电容的非线性，有C₁=C₂=C₃=C₄=（4/3）C_oss，并记C₃＋C₄=C；

    ——考虑变压器的漏感L_lk；

    ——由于电感L_rx及电容C_rx足够大，可以认为电感L_rx上电流i_Lrx在死区t_d内保持不变。

    1）t₀时刻之前

    在t₀时刻之前，如图2所示，变压器原边二极管D₁，开关管S₃，变压器副边二极管D₅处于导通状态，变压器原边电流ip通过二极管D₁和开关管S₃流通，并在输出电压nV_o的作用下线性下降，电路处于环流状态，实际电流方向与电流参考方向相反。在t₀时刻，变压器原边电流i_p(t₀)为

    i_p(t₀)==－I₁（3）

式中：I₁是副边输出滤波电感L_f电流最小值反射到原边的电流值，显然，I₁的大小取决于负载情况。

图2    电路主要波形（死区时间被放大）

图中下标（Ⅰ）：i_p(t_d)≤I₁时，（Ⅱ）：i_p(t)=I₁（t≤t_d时）

    此时，辅助支路电感L_rx上电流I_Lrx(t₀)为

    i_Lrx(t₀)=I_Lrx(max)（4）

    2）t₀～t₁时间段

    在t₀时刻，开关管S₃在电容C₃及C₄的作用下零电压关断。从t₀时刻开始，电路开始发生LC谐振，使C₃充电，C₄放电，此阶段等效电路如图3所示，其中C为C₃与C₄的并联，变压器原边电压及电流为v_p和i_p，电容C上的电压及电流为v_c和i_c。在这时间段分别为

图3    t₀～t₁时间段电路等效拓扑

    v_p=L_lk（5）

    i_c=C（6）

    v_p＋v_c=V_in（7）

    i_p－i_c=I_Lrx(max)（8）

    初始条件为

    i_p(t₀)=－I₁，v_c(t₀)=V_in

    解方程式，并代入初始条件可得

    i_p=－(I_Lrx(max)＋I₁)cosωt＋I_Lrx(max)（9）

    v_p=(I_Lrx(max)＋I₁)sinωt（10）

    v_c=V_in－(I_Lrx(max)＋I₁)sinωt（11）

    i_c=－(I_Lrx(max)＋I₁)cosωt（12）

式中：ω=1/为谐振角频率。

    这一谐振过程直到t₁时刻，电容C₄上的电压谐振到零，二极管D₄自然导通，这一过程结束。这一时间段长度为

    t₁=arcsin（13）

此时

    i_p(t₁)=－(I_Lrx(max)＋I₁)cosωt₁＋I_Lrx(max)=I₂（14）

    3）t₁～t_d时间段

    在t₁时刻，D₄导通，变压器原边电流i_p在输入电压V_in作用下线性上升。此阶段等效电路如图4所示。在这时间段有

    v_p=V_in（15）

    i_p=I₂＋(t－t₁)（16）

图4    t₁～t_d时间段电路等效拓扑

此过程可分为以下两种情况。

    （1）在死区t_d结束时，i_p(t_d)≤I₁，则在t_d时刻，原边电流为

    i_p(t_d)=I₂＋(t_d－t₁)（17）

    （2）设在t₂时刻（t₂<t_d），i_p(t₂)=I₁，则在时刻t₂，这一过程结束。此后保持

    i_p(t)=I₁(t₂<=t<=t_d)（18）

    原边通过变压器向副边提供能量。在t_d时刻，原边电流为

    i_p(t_d)=I₁（19）

    开关管S₄实现零电压开通的条件是在t_d时刻，开关管S₄上电压为零，即v_c(t_d)=0，必须满足

    i_p(t_d)<=I_Lrx(max)（20）

    4）t_d时刻之后

    在t_d时刻，开关管S₄开通，由于此时二极管D₄处于导通状态，开关管两端的电压被箝位在零，所以开关管S_{4实现了零电压开通。}

1.3    参数设计

    由于实际电路中I_Lrx(max)足够大，谐振过程（t₀～t₁）很快就完成了。电路实现ZVS的条件可以近似为

    1）在t_d<=2I₁时，

    I_Lrx(max)>=t_d－I₁＋I_x（21）

    2）在t_d>2I₁时，

    I_Lrx(max)>=I₁＋I_x（22）

式中：t_d为死区时间；

      I_x为满足在死区时间内完成S₃充电，S₄放电所需要的最小电流。

    I_x=（23）

可见，只要在

    I₁(t)=（24）

时，电路能满足ZVS条件，那么电路在全部负载范围内都能实现ZVS。

    根据以上分析，满足滞后臂在全部负载范围都能实现ZVS的条件为

    I_Lrx(max)>-I₁(t)＋I_x（25）

则辅助支路电感L_rx为

    L_rx<=?（26）

假设在整个工作过程中电容C_rx电压变化不超过5％输入电压V_in，则有

    C_rx>=?（27）

2    实验结果

    利用以上分析应用于一48V/6V实验电路，该电路的主要数据为：

    1）输入直流电压V_in=48V；

    2）输出直流电压V_o=6V；

    3）满载输出电流I_o(max)=40A；

    4）主电路开关频率f_s=50kHz；

    5）死区时间t_d=200ns；

    6）变压器变比n=10∶2；

    7）变压器漏感L_lk=2.2μH；

    8）主开关管采用IRF530，输出结电容C_oss=215pF。

    根据以上分析，利用式（23）～式（27），辅助谐振支路的参数为

    L_rx=50μH，C_rx=5μH

    图5，图6及图7是该实验电路滞后臂在开关过程中的开关管电压v_DS和驱动电压v_GS的实验波形。由图可见，开关管在全部负载范围内实现了零电压开关。

图5    空载状态滞后臂下管实验波形（I_o=0.05A）

图6    临界状态滞后臂下管实验波形(I_o=12.5A)

图7    满载状态滞后臂下管实验波形(I_o=40A)

3    结语

    本文所讨论的改进型全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换器不仅保持了全桥移相PWM电路拓扑结构简洁、控制方式简单的优点，而且保证了滞后臂在全负载范围内实现零电压开关。同时，辅助支路是无源的，容易实现且基本上不影响变换器的可靠性。