1 主电路拓扑及工作过程分析

　　本设计所采用的主电路拓扑如图1所示。其中VQ1～VQ4为4个开关管，VD1～VD4分别是4个开关管的寄生二极管，C1～C4分别为4个开关管的结电容和外接电容，VQ5和VQ6是2个箝位二极管，Lr是谐振电感，VDR1和VDR5为输出整流二极管，CDR1和CDR2为输出整流二极管的等效并联电容。VQ1和VQ3组成超前桥臂，VQ2和VQ4组成滞后桥臂，每个桥臂的2个开关管互补180°导通，2个桥臂的导通角相差1个相位。即移相角，通过调节该相位就可以调节输出电压。这种拓扑通过增加2个箝位二极管VQ5、VQ6来消除次级整流管反向恢复引起的电压振荡，减小了次级整流管的电压应力，并且箝位二极管VQ5、VQ6，在一个周期里分别只导通一次，减小了二极管VQ5，VQ6的电流损耗，提高了变换器的效率。图2为变换器的工作波形，其中，iLr为Lr上的电流，ip为变压器原边电流，UAB为A、B两点电压差，iD5为VD5的电流，iD6为VD6的电流。

　　

　　

　　图2中，在一个开关周期中，该变换器有16种开关状态，这里只分析前8种状态。在分析前，先作如下假设：除输出整流二极管外，所有开关管、二极管、电感和电容均为理想器件：变压器的漏感很小，可以忽略不计;Lf>>Lr/K2(K是变压器原副边匝比)：输出整流二极管等效为一个理想二极管和一只电容的并联。

　　1)状态1[t0，t1]：在t0时刻以前，VQ1，VQ4和VDRl导通。在t0时刻，VQ1关断，谐振电感上的电流iLr对C1充电，对C2放电，由于有C1和C2，VQ1为零电压关断，VD5和VD6不导通。

　　2)状态2t1，t2]：t1时刻，C3的电压降为O，VD3自然导通，此时可以零电压开VQ3。CDR2继续放电，iLr和变压器原边电流ip继续下降。

　　3)状态3[t2，t3]：t2时刻，CDR2完全放电，VDR2导通，2个整流二极管都导通，副边短接，iLr和ip相等，处于自然续流状态。

　　4)状态4[t3，t4]：t3时刻，关断VQ4，ip给C2放电，给C4充电，iLr和ip相等，一起线性下降，由于有C2和C4，VQ4是零电压关断。

　　5)状态5[t4，t6]：t4时刻，VD2导通，VD2能够零电压开通。t5时刻，ip由正向过零，且向负方向增加，由于ip不足以提供负载电流，VDR1和VDR2仍然导通，Vin全部加在Lr上，iLr和ip同时线性负增长。

　　6)状态6[t6，t7]：t6时刻，VDR1关断，VDR2流过全部负载电流。Lr与CDR1谐振，给CDR1充电，iLr和ip继续线性负增长。

　　7)状态7[t7，t8]：t7时刻，Cdr1电压上升到2Vm，VD6导通，将原边电压箝位在Vin，因此CDR1电压被箝位在2Vin/K，到t8时刻，ip等于iLr，VD6关断。

　　8)状态8[t8，t9]：在此状态中，原边给负载提供能量，iLr和ip相等。

　　2 磁性元器件设计

　　2.1 变压器设计

　　变压器原副边匝数比为

　　

　　式中，Vin min为输出电压最小值，V。为输出电压，VD为输出整流二极管压降，Dmax为副边最大占空比，这里取为0.8，因此，匝数比K取为2。

　　用铁氧体磁芯EE55绕制该变压器，原边用7根线径为0.33 mm的漆包线并绕28匝，副边用11根线径为O.33 mm的漆包线并绕14匝。

　　2.2 输出滤波电感设计

　　输出滤波电感应能够存储足够大的能量，能够在次级整流管自然续流时为负载提供连续的电流。当变换器输入为310 V时，续流时间最大，为：

　　

　　式中，滤波电感上电流的脉动量△iLf=20%Iomax，因此，Lf取为330 μs。

　　用铁氧体磁芯PQ40绕制该电感，用18根线径为0.33 mm的漆包线并绕3l匝，气隙为0.7 mm。

　　2.3谐振电感设计

　　超前臂利用滤波电感和谐振电感的能量很容易实现软开关，而滞后臂只能利用谐振电感的能量来实现软开关，相对超前臂来说，滞后臂只能在较窄的负载范嗣内实现软开关。为了实现滞后臂的软开关，必须满足：

　　

　　式中，Coss为开关管的寄生和外接电容，为300 pF，I为滞后臂关断时原边电流的大小，而变换器在1/3满载时，

　　

　　由式(4)式(5)可以得到谐振电感

　　

　　因此，Lr取为120μH。用铁氧体磁芯PQ40绕制该电感，用7根线径为0.33 mm的漆包线并绕32匝，气隙为2 mm。

　　3 实验结果

　　本文设计的变换器的主要参数如下：Vin=194-310 V，Vo=76V，Pomax=280 W，K=2，f=80 kHz，Lr=120μH，Lr=330μH，Co=3000μF，开关管采用12N60，Coss=300 pF。

　　图3为超前臂的ZVS波形，图4为滞后臂的ZVS波形。输入电压为250 V，VCS为驱动电压，VDS为漏源电压，由图3和图4可以看出变换器的超前臂和滞后臂都可以实现零电压开通。

　　图5为输出整流二极管VDR1电压波形，VDR1为VDR1两端的端电压，由图5可知，VDR1关断后，经过很小一段时间，箝位二极管VD6开通，将VDR1箝位，没有出现电压振荡，当VD6截止后，出现了很小的电压振荡，电压尖峰值不大于箝位电压，因此次级整流管的的电压应力可以大大减小。

　　

　　4 结论

　　本文分析了一种移相全桥软开关变换器的拓扑，在分析的基础上设计了一台280 W的软开关DC/DC变换器，该变换器在变压器原边采用2个箝位二极管。实验证明，该方案在实现开关管零电压开关的同时，能够有效地抑制输出整流二极管反向恢复所带来的电压振荡，减小了次级整流二极管的电压应力。