集成化开关电源变换器

在实际应用中，经常需要多种供电电源，并且需要的电流通常在几百毫安以内，这样的电源若采用体积庞大的DC-DC变换模块是不合适的，一方面成本较高，另外需要较大的PCB面积。

因此，小体积的集成化开关电源变换器应运而生。这些变换器内置控制电路和开关管，配合外围电感、二极管，应用方式比较灵活。既可以产生正电源，又可以产生负电源，且电压幅度也可以通过外置的反馈电阻控制。这类变换器虽然功率不大，但是可靠性很高。

下面介绍下应用广泛的芯片LT1173LT1173稳压原理不同于PWM电路，它控制的是开关脉冲的数目(称为门控振荡技术)。当输出电压过大时，内部振荡器停止工作，停止功率变换，输出电压就会下降;当输出电压过低时，内部振荡器恢复振荡，开始功率变换，输出电压就会上升。PWM技术控制的是连续开关脉冲的占空比。

因此，在实际测试过程中，在LT1173的3脚(SW1：内部开关管的集电极)会看到周期脉冲的断续现象，这就是内部稳压机制在起作用。LT1173既可以工作在boost(亦称step-up)模式，也可工作在buck(step-down)模式。今天先来介绍下升压电路。​

升压电路(LT1173应用于step-up模式)

高压产生电路

如上图所示，电路采用了DC-DC专用电路LT1173，其内部包含脉冲产生器、输出开关管、比较放大电路。图中LT1173的3脚(SW1)为内部开关管的集电极，L4为储能电感，当开关管打开时，电感上将有线性增加的电流流过(注意，此时由于SW1引脚的电位为开关管的饱和压降，所以C49存有的电荷将通过二极管D2向电容C36充电)，当开关管关闭时，电感上产生反电动势，导致D4导通，向电容C49充电。同时，二极管D1导通，向C37、C38、C39、C49、C40充电(此时C36放电)。L3为抑制高频噪声的磁珠滤波电感，R12、C32构成RC滤波器，最终得到输出电压。由上分析可知，整流部分由二极管D1、D2、D4和电容C36、C37、C38、C39、C40、C49构成，这是一个三倍压整流电路，每个二极管阴极对地电压是不等的。下面简单介绍下倍压电路的工作原理，如下图所示：

倍压整流电路示意图

如上图所示是一个六倍压整流电路示意图，输入交流信号Vi经过该电路整流后，在不同的二极管阴极输出不同的电压，串联的二极管越多，最终得到的输出电压就越大。

与单管整流电路相比，倍压电路广泛应用于需要得到数千伏特以上直流电压的变换器中，这是因为采用单管整流时，次级线圈上感应电压的峰峰值为达到输出电压值的幅度，次级线圈匝数会很多，这样就必须分层缠绕，由于线圈上感应电势很大，如果绝缘措施不当，紧密挨在一起的线圈极易产生击穿放电现象，从而将线圈、开关管烧毁。但是倍压电路的输出电压是分摊在每个电容和二极管上，每个器件的应力参数却不需要很高。

回到LT1173升压电路，电阻R22、R27、R28构成分压采样电路，得到反馈电压送至LT1173的反馈比较端FB(8脚)，根据LT1173的资料可知，内部参考电压为1.245V，所以FB上的电压会在这个值附近波动。电感值的计算较复杂，一般是根据输出功率要求推算电感电流平均值;然后根据电感电流是线性变化的关系，推算出电感的峰值电流;再根据导通脉冲宽度时间，根据电感电压、电流与电感量的积分方程式计算出电感量;然后根据磁芯的磁导率、最大饱和磁通量决定线圈的匝数(L4的详细计算方法，可参考LT1173的手册)。