图1 典型的移动电话结构
以移动电话为例，图1中构成系统的每一模块均须满足不同的要求。便携式设备所采用的电池大多已从NiMH发展到锂离子电池。个人数字助理（PDA）和数码相机（DSC），尤其在成本较低的架构中，仍然采用碱性电池和NiMH电池。便携式产品中一般包含电池充电器，而充电器必须可以处理500-1500mA范围内的电流，以缩短充电周期。此外该充电器必须在设备开机或关机时均能控制电池充电。人机界面处理用户发送或接收到的信息，振动马达需要使用稳压器，LED指示灯需要驱动的电流源，触摸屏输入需要接口部分的（ADC）。这些输入的确提高了对电池的要求，但由于操作时间短，对电池的使用寿命没有显著影响。射频(RF)部分是噪声最敏感的部分，要求使用具有卓越性能的低压降线性稳压器（LDO），这种稳压器具有高噪声抑制比以及低输入-输出电压差，可在2.7-4.2V的工作范围内最大化单节锂离子电池的容量。在过去几年里，射频部分的功率要求逐步改进，工作电压从2.85/3V降到2.5V，总电流量在减少。射频部分的唯一例外情况就是发射功率放大器，通常直接由电池供电。射频部分的主要变化在于其上、下变频器从原来的模拟结构转换为数字结构。最大的改进是整合混合信号和数字逻辑，使现在的基带处理器包括一片DSP、一个微处理器/控制器、以及ADC和DAC控制RF和复合音频信号。为了配合这些变化，基带的DC电源从低电流LDO转为由中等电流LDO提供，LDO工作电压也从原先的2.8-3.0V进一步减小，以支持处理器内核电压的下降。
图2 NCP500 LDO内部电路图
图 2是一典型的LDO电路。LDO电路相对比较简单，包含通过元件、误差放大器/反馈电路以及电压参考。外接元件是输入和输出电容各一个。LDO具有低噪声输出，高电源抑制，快速负载响应以及低静态电流等特点。由于通过元件在线性模式下工作，无需完全开和关，因此该架构可实现低静态电流。LDO只能降低电压，而且当Vin和Vout之间的压差增大时，其效率较低。
图3 标准降压稳压器电路图，内部电路较为复杂
图3所示为降压稳压器电路，内部电路包含高侧和低侧通过元件、误差放大器/反馈电路、振荡器、限流和热关断保护电路，以及各种逻辑功能。要求的外接元件包括输入和输出电容以及电感器。电容值一般为LDO电容的10-20倍。开关稳压器的优点是效率高，通过正确的配置，可以降低电压。缺点是输出纹波较高，这可以通过各种技术来控制。由于需要附加电路构成开关电路，且通过元件每个周期的开关都需要电能，开关稳压器的静态电流较高。这等于对MOSFET栅极电容进行完全充放电，而在稳定状态下，LDO只对栅极电荷作很小的调整。另外，在既定的输出电流情况下，导通晶体管与LDO相比，处理的峰值开关电流更大。在输入输出间压差增加时，使用PWM降压转换器的优势便更为突显。
CDMA2000 1x手机的普通基带处理器负载要求范围为60到120mA。当前的亚微米数字处理结构，微处理器内核要求1.5或1.8V的供电电压，输入/输出缓冲器要求2.5- 3.0V的电压。未来年间，数字处理器的体积会日渐趋小，内核电压将降到1V以下，而输入/输出环节电压仍保持在2.5V以上，以支持与模拟电路的连接。图4说明了开关和线性稳压器在为目前采用的基带处理器电压时的效率差异。当电池电压为3.6V，即单节锂离子电池的通常工作点时，开关稳压器的芯片电源效率比LDO的高一倍。只有在1.0V以下的基带处理器正常工作时，两者的效率差别才增大，原因在于锂离子和锂离子聚合物的化学性质将单节电池的电压固定在2.7-4.2V的范围内。降压转换器的主要缺点是，在轻载时比如手机待机时，静态电流较高，显著降低电池的使用寿命。
图4 在100mA 负载下，PWM降压稳压器和LDO的效率比较
我们需要研究降压稳压器的开关拓扑，才可以确定使用何种技术才能在系统要求的所有负载条件下提高效率。脉冲频率调制（PFM）高侧开关，具恒定开/关时间，而低侧开关时间为随机的，随反馈电压而变。脉宽调制（PWM）是以设定的频率控制高侧开关，通过改变接通时间进行稳压。由于大约仅需驱动开关稳压器一半的静态电流即可开关功率导通元件，且通过元件在PFM中的开关次数少于PWM模式，故PFM在低负载条件下，可以显著提高系统效率。PWM在中高负载状态下具有高效率的优点。PFM模式的缺点之一是可能向系统注入随机噪声。由于频率成分随负载而变，很难对噪声进行过滤或屏蔽，以防其进入射频部分和PLL合成器的敏感电路。关于LDO、PFM以及PWM转换器的优缺点参见表1。无线系统使用PWM方案，是因为噪声频谱基于振荡器的固定开关频率。
表1 LDO、PFM和PWM开关稳压器优缺点比较，以期实现最佳系统配置
LDO
降压转换器 PFM
降压转换器 PWM
+
瞬态特性好；无EMI问题；电路简单
低负载时效率高
中到高负载时效率高；可以对固定级别的EMI进行优化
-
中到高负载时效率低；由于电源和基带之间的压差大，不能凸现LDO优点；热功耗
EMI 特性随负载而显著变化；整个负载范围内，都出现高纹波电压
低负载时效率低；电路设计最复杂
我们必须注意到，集成PWM稳压器中的内部振荡器可能随着输入电压、温度、工艺差异或其他因素的变化而异。对于众多便携式产品而言，这一般不成问题，但是这确实会发生，会增加手机设计师的工作负担。控制频率噪声的理想方法是使用外部时钟，直接与手机内基于系统时钟的内部TCXO同步。其频率由手机的对空接口决定，范围覆盖从CDMA通常使用的19.2MHz到GSM系统的13.0或26.0 MHz。使用从TCXO获得的时钟可以确保预测到频率噪声的功率谱。噪声在频谱中的分布，对于避免干扰系统中频(IF)和射频(RF)以及保持接收机的信噪比而言十分重要。很多射频工程师考虑到噪声注入和环路响应，仍然坚持使用线性电压源。把PWM和系统时钟同步，很多关于使用开关稳压器的顾虑即可得到缓解。遗留下的问题就是如何提高轻载情况下的性能。
手机待机的总时间取决于人机接口和数据传输的活动。基带处理器的处理速度远高于通过人机接口的数据输入速度。在此延时过程中，处理器可以进入低功耗模式以节约电池的电量。在手机工作期间，40%~90%的时间都处于低功率待机模式。由于待机模式期间的电流消耗量通常比正常工作模式期间的消耗量低1000倍，因此，可以把典型的待机时间规定在300-400小时范围内。由于电流消耗如此之低，采用极低静态电流的LDO可以产生比PWM方案更高的效率。如果结合LDO在低负载下的优点和PWM在中、高负载时的高效率优点，那么可以在整个负载范围内实现最大的电池使用寿命。
安森美半导体的混合方案NCP1501双PWM/线性稳压器，能同时实现这些目标。图5为该器件的框图。图6为NCP1501的典型系统应用。正如前面所述，NCP1501有一个SYNC引脚，通过与系统时钟同步来控制频率噪声的位置。图7显示在从100_a到1mA范围内输入电流与输出负载间的关系。请注意LDO和PWM模式的交接点出现在电流为350uA处，这相当于LDO在轻载时的高效情况。采用双模PWM/LDO转换器，需考虑其在两种模式之间的转换问题。如果模式的转换无法平稳进行，将会在输出电压中产生很大的尖峰信号或者振荡。同时，误差放大器增益/参考电压的差别或者模式转换的滞后时间过长，也会引起不同的误差。图8显示在LDO至PWM再回到LDO模式过程中的平稳转换。在此过渡过程中存在10mV的输出电压差异。NCP1501从LDO模式转换到PWM模式，检测转换到PWM模式之前的400 kHz以上的5个时钟周期。在这5个时钟周期内，IC的PWM部分必须唤醒和稳定参考电压和电流，确保稳定过渡到PWM模式后，以PWM模式运行。SYNC波形的上升沿将PWM模式锁定。从PWM过渡到LDO模式时，SYNC检测电路等待3微秒，尝试检测SYNC输入的上升沿。如果没有检测到上升沿，那么LDO电路加电，控制高侧开关线性工作。该延迟可能使输出电压稍微降低，但很快即可恢复。如图8所示，在10 mA输出负载下，由于存在10 uF 的输出电容，电压的降低并不显著。
图5 NCP1501的内部电路图显示了带动态电压和电源管理功能的集成电路，可应用于手持便携式市场。
图6 便携式电源管理配置中NCP1501的典型系统配置，显示动态电压和电源管理之间的关系
图7 NCP1501 在LDO模式和PWM模式下输入电流与输出电流消耗的比较
图8 在3.6V输入，1.8V输出以及180欧姆负载条件下，在LDO和PWM模式之间可以进行平稳过渡。
除了可以优化DC－DC转换器的总效率之外，由于功耗与电压的平方成正比，数字电路内核电压也可以进行动态变化，来加强便携式设备的灵活性。通过使用NCP1501的两条控制线，可以在1.0至1.8V中选择4个不同的电压。因此如果基带处理器能够支持动态电源管理，则器件就可以在软件的控制下降低或升高其内核电压。在低负载的情况下，这种有源电压管理可以进一步延长手机两次充电之间的工作时间。图 9显示输出电压在1.57至1.8V之间的典型过渡，其中在电平间只有轻微的过冲与下冲。
图9 有源电源管理控制可以使电压输出在1.57至1.8V之间平稳过渡。
便携式设备的电源管理随着新技术和工艺不断发展。近年来，更低电压芯片的出现使基带设计者离开LDO而采用降压稳压器，以增加电池一次充电后的使用时间。目前我们正致力于研究通过有源电源管理，加上专用的待机模式方案，来降低待机能耗，减小静态电流。芯片要令设计人员更灵活地选择操作模式和输出电压，实现最优系统配置，使效率最大化。这些技术的最终好处就是增长通话时间和待机时间，同时增添更强大的功能，以满足市场需要。