高频整流电路中的新型电压毛刺无损吸收电路
0 引言
电压毛刺是高频变换器研制和生产过程中的棘手问题，处理得不好会带来许多的问题，诸如：功率管的耐压必须提高，而且耐压越高，其通态电压越大，功耗越大，这不仅使产品效率降低，而且使电路可靠性降低；另外，高频杂音的增加，对环境造成污染；为了达到指标，必须进一步采取措施，结果不仅使产品体积增大，而且使成本增加。解决办法通常是：增加主变压器中各线圈的耦合程度，以减少漏感（例如双线并绕等）；选用结电容小，恢复时间短的优质开关管；增加吸收电路，最常用的是RC吸收电路，这种电路虽结构简单，但是有损的，而且变换器功率越大，需要的C越大，使R上的功耗也越大，导致R的体积很大，其结果是产品中常常装有体积大的电阻电容，使运行环境恶化，整机效率降低。显然这些解决办法不理想，本文将介绍两种无损电压毛刺回收电路。
1 常规RC吸收电路的功耗
RC吸收电路如图1所示，设主变压器一次侧为半桥或全桥电路，二次侧为极性交变的脉宽调制方波，并且带有毛刺，如图2所示。这样在RC串联电路中就有充放电过程，在R上就会有功耗。为分析方便，先不考虑电压毛刺，uAC的电压波形为极性交变的方波。
图1 高频整流的RC吸收电路
图2 高频调制方波
设某一时刻t=0时uAC的极性为上正下负，大小为Eo，C上的电压为Eo，极性上负下正，等效电路如图3所示。由电路方程可得
Eo=
idt－Eo＋iR
图3 等效电路
由初始条件t=0时，i=2Eo/R，解得i=2Eoe－t/RC/R。
电阻R上的消耗功率WR=
i2Rdt=2CEo2
即C上的电压从－Eo→＋Eo变化过程中，R上的功耗为2CEo2。
充电过程结束最终C上的电压为Eo，极性反转。一个周期内uAC翻转两次，R上的总功耗为4CEo2。例如：一个输出为48V的整流器，Eo通常约为150V，频率f取50kHz，电容C取1nF，则R上的功耗WR=4CEo2×f=5W。考虑毛刺的因素实际值远大于此值。显然，对于大功率高频率变换器，R上的功耗是相当大的。
2 主变压器二次为桥式整流电路的电压毛刺无损吸收电路
二次为桥式整流电路如图4所示。图中D1，D2，D3，D4为主整流管；D11及D12为毛刺吸收电路专用二极管。Lo与Co为主整流电路中的电感和电容；C为毛刺能量储存电容。L，S，D组成毛刺能量转换释放电路。主变压器中绕组CD和脉冲转换电路一起形成S的开关控制脉冲ugs，与绕组AB形成固定的相位关系。绕组AB的电压uAB波形与S上的驱动脉冲波形示于图5。
图4 全桥整流电路与电压尖峰吸收电路
(a) uAB波形
(b) ugs波形
图5 uAB与ugs的相位关系
其吸收原理如下所述。
1）t1－t2时段 uAB处于高毛刺阶段，毛刺最大值比正常值Uo高出ΔU，这时由D1，D2，D11，D12形成全桥整流电路，对C充电，具体讲是D1和D12导通，uAB的毛刺部分将被C所吸收，使uc=Uo＋ΔU。显然，C越大，ΔU越小；毛刺越高，ΔU越大。
2）t2－t3时段 uAB=Uo，D12反偏截止。D1与D4导通，忽略D1与D4上的压降，UEF=Uo。以E为电压参考点，UF比UE电位低Uo，记作－Uo；由于UC=UEG=Uo＋ΔUo，则UG比UE低Uo＋ΔU，记作－（Uo＋ΔU）；这样UFG=UF－UG=ΔU。
由图5（b）可以看出，在t1－t3时间段开关管S被触发导通，UFG将使L中的电流逐步上升，使C上高于Uo部分的电压ΔU的能量逐渐转移到L上，当t3时刻uAB消失，ugs同时也消失，S截止。L上的能量将通过D向输出电容Co释放，形成电压毛刺的无损吸收。
3）t4－t5时段 绕组AB之间的电压反向，此时D2与D11导通，对C充电，之后的工作过程同t1－t2时间段。
4）t5－t6时段 工作过程同t2－t3时间段。
t7时刻开始，电路将重复以上过程。
3 主变压器二次为双半波整流电路的电压毛刺无损吸收电路
二次为双半波整流电路如图6所示。为分析方便，仍忽略D1，D2，D3的压降。显然uAB的波形、S的驱动脉冲波形与图5完全一致。其工作过程与桥式整流电路相似，在此不再赘述。
图6 双半波整流电路与电压尖峰吸收电路
4 关于LC选取的原则
为使上述电压毛刺无损吸收电路正常工作，在设计LC时注意下述2个问题：
1）过大的C将会使整流二极管开机瞬间冲击电流增加，过小的C将导致吸收毛刺过程中过大的电压增量ΔU，因此C要选择适当；
2）过大的L将使C中的ΔU能量无法及时转移到L中，因为ΔU=Ldi/dt，L过大，将使其中的电流增长速度减慢；L过小，则di/dt过大将使承受的应力加大只能选取大电流的开关管，同时对向输出端释放电感能量的二极管（图4中的D，图6中的D4）也提高了容量要求，因此，L的选择也要适当。